Основным недостатком линейных стабилизаторов средней и большой мощности является их низкий КПД. Причем, чем меньше выходное напряжение источника питания, тем меньше становится его КПД. Это объясняется тем, что в режиме стабилизации силовой транзистор источника питания обычно включен последовательно с нагрузкой, а для нормальной работы такого стабилизатора на регулирующем транзисторе должно действовать напряжение коллектор-эмиттер (11кэ) не менее 3...5 В. При токах более 1 А это дает значительные потери мощности за счет выделения тепловой энергии, рассеиваемой на силовом транзисторе. Что приводит к необходимости увеличивать площадь теплоотводящего радиатора или применять вентилятор для принудительного охлаждения.
Широко распространенные благодаря низкой стоимости интегральные линейные стабилизаторы напряжения на микросхемах из серии 142ЕН(5...14) обладают таким же недостатком. В последнее время в продаже появились импортные микросхемы из серии "LOW DROP" (SD, DV, LT1083/1084/1085). Эти микросхемы могут работать при пониженном напряжении между входом и выходом (до 1...1.3 В) и обеспечивают на выходе стабилизированное напряжение в диапазоне 1,25...30 В при токе в нагрузке 7,5/5/3 А соответственно. Ближайший по параметрам отечественный аналог типа КР142ЕН22 имеет максимальный ток стабилизации 5 А.
При максимальном выходном токе режим стабилизации гарантируется производителем при напряжении вход-выход не менее 1,5 В. Микросхемы также имеют встроенную защиту от превышения тока в нагрузке допустимой величины и тепловую защиту от перегрева корпуса.
Данные стабилизаторы обеспечивают нестабильность выходного напряжения "0,05%/В, нестабильность выходного напряжения при изменении выходного тока от 10 мА до максимального значения не хуже 0,1 %/В. Типовая схема включения таких стабилизаторов напряжения приведена на рис. 4.1.
Конденсаторы С2...С4 должны располагаться вблизи от микросхемы и лучше, если они будут танталовые. Емкость конденсатора С1 выбирается из условия 2000 мкФ на 1 А тока. Микросхемы выпускаются в трех видах конструктивного исполнения корпуса, показанных на рис. 4.2. Вид корпуса задается последними буквами в обозначении. Более подробная информация по данным микросхемам имеется в справочной литературе, например J119.
Такие стабилизаторы напряжения экономически целесообразно применять при токе в нагрузке более 1 А, а также в случае недостатка места в конструкции. На дискретных элементах также можно выполнить экономичный источник питания. Приведенная на рис. 4.3 схема рассчитана для выходного напряжения 5 В и тока нагрузки до 1 А. Она обеспечивает нормальную работу при минимальном напряжении на силовом транзисторе (0,7... 1,3 В). Это достигается за счет использования в качестве силового регулятора транзистора (VT2) с малым напряжением икэ в открытом состоянии. Что позволяет обеспечить работу схемы стабилизатора при меньших напряжениях вход-выход.
Схема имеет защиту (триггерного типа) в случае превышения тока в нагрузке допустимой величины, а также превышения напряжения на входе стабилизатора величины 10,8 В.
Узел защиты выполнен на транзисторе VT1 и тиристоре VS1. При срабатывании тиристора он отключает питание микросхемы DA1 (вывод 7 закорачивается на общий провод). В этом случае транзистор VT3, а значит и VT2 закроются и на выходе будет нулевое напряжение. Вернуть схему в исходное состояние после устранения причины, вызвавшей перегрузку, можно только выключением и повторным включением блока питания.
Конденсатор СЗ обычно не требуется — его задача облегчить запуск схемы в момент включения.
Вернуть схему в исходное состояние после устранения причины, вызвавшей перегрузку, можно только выключением и повторным включением блока питания. Конденсатор СЗ обычно не требуется — его задача облегчить запуск схемы в момент включения. Топология печатной платы для монтажа элементов показана на рис. 4.4 (она содержит одну объемную перемычку). Транзистор VT2 устанавливается на радиатор.
При изготовлении использованы детали: подстроенный резистор R8 типа СПЗ-19а, остальные резисторы любого типа; конденсаторы С1 — К50-29В на 16 В, С2...С5 — К10-17, С5 — К52-1 на 6,3 В. Схему можно дополнить светодиодным индикатором срабатывания защиты (HL1). Для этого потребуется установить дополнительные элементы: диод VD3 и резистор R10, как это показано на рис. 4.5.
Литература: И.П. Шелестов - Радиолюбителям полезные схемы, книга 3.
Схема:
Стабилизатор напряжения на операционных усилителях(ОУ) иногда не запускается, т.е. не выходит на режим стабилизации при включении питания, и напряжение на его выходе остается практически равным нулю. После замены микросхемы стабилизатор начинает работать нормально. Проверка замененного ОУ показывает, что он абсолютно исправен. При повторной установке этого ОУ в работоспособный стабилизатор указанное выше явление повторяется - стабилизатор снова не запускается. Выше показана схема одного из типовых стабилизаторов, в который наблюдалось такое явление.
После ряда экспериментов было установлено. что его причиной является напряжение смещения Uсм операционного усилителя, показанное ниже условно в виде источника постоянного напряжения:
Входное сопротивление операционного усилителя изображает резистор Rвх. Напряжение смешения ОУ, как известно, может быть любой полярности. Допустим, что оно оказалось таким, как показано на рисунке. Тогда в первый момент после включения выходное напряжение стабилизатора, а следовательно, и напряжение между входами ОУ равны нулю, и отрицательный полюс источника Uсм оказывается подключенным непосредственно к неинвертируюшему входу ОУ. Напряжение на его выходе при этом уменьшается и при достаточно большом значении цсн (для К1УТ531Б, например, оно может достигать 7,5 мВ) из-за большого коэффициента усиления напряжения выходной каскад ОУ оказывается в сильном насыщении, напряжение на выходе составляет лишь десятые доли вольта. Этого напряжения недостаточно для открывания регулирующего транзистора стабилизатора и поэтому он не запускается. Если же окажется, что после замены микросхемы у вновь установленного ОУ значение напряжения смещения не слишком велико или его полярность обратна показанной на рис. 2а стабилизатор будет запускаться нормально.
Избавиться от необходимости трудоемкого подбора экземпляра ОУ для каждого конкретного стабилизатора можно различными способами. Один из них, например, заключается в применении для запуска стабилизатора делителя напряжения с разделительным диодом (рис 2б). Напряжение на резисторе R2 должно удовлетворять следующим неравенствам:
где:
Uвх.мин и Uвх.макс - минимальное и максимальное входные напряжения стабилизатора;
Uд - максимальное падение напряжения на диоде V1;
Uсм.макс - максимальное напряжение смещения ОУ;
U3 ном - напряжение на входе 3 ОУ (см рис. 1) при номинальном режиме стабилизатора.
При подключении стабилизатора к источнику питания положительное напряжение с резистора R2 (рис. 2. б) через диод VI подводится к неинвертирующему входу ОУ. Выходное напряжение ОУ при этом резко возрастает и регулирующий транзистор стабилизатора открывается.
После выхода стабилизатора на номинальный режим, диод VI закрывается и отключает делитель напряжения от входа ОУ. Для наиболее полного устранения влияния запускающей цени на работу стабилизатора диод следует выбирать кремниевый, с малым обратным током.
Практическая проверка подтвердила эффективность применения описанной цепи - стабилизатор с ней запускался безотказно при любых значениях и полярности напряжения Uсм. тогда как без нее иногда включения стабилизатора не происходило. Влияния запускающей цепи на показатели стабилизатора (коэффициент стабилизации - более. 6000, выходное сопротивление 8 мОм) замечено не было.
В. Крылов
ПОСТРОЕНИЕ ДВУПОЛЯРНЫХ СТАБИЛИЗАТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ НА ОУ
Операционные усилители (ОУ) находят все более применение в самых различных узлах радио-любительской аппаратуры, в том числе и в стабилизи-рованных блоках питания. ОУ позволяют резко повы-сить качественные показатели стабилизаторов и их эк-сплуатационную надежность. использовании ОУ в стабилизаторах можно прочитать в журнале «Радио» (1975, № 12, с. 51, 52 и 1980, № 3, с. 33 - 35), В поме-щенной ниже статье описано построение двуполярных стабилизаторов на ОУ.
Проще всего двуполярный, стабилизатор напряжения может быть получен из двух одинаковых однополярных, как показано на рис. 1.
Рис. 1. Схема стабилизатора, построенного из двух одинаковых однополярных
Этот двуполярный стабилизатор может обеспечить по каждому из плеч током до 0,5 А. Коэффициент стабилиза-ции при изменении входного напряжения на ±10% равен 4000. При изменении сопротивления нагрузки от нуля максимума выходное напряжение стабилизатора изменяется не более чем на 0,001%, т. е. его выходное сопротивление не превышает 0,3 МОм. Пульсации вы-ходного напряжения частотой 100 Гц при максимальном токе на-грузки - не более 1 мВ (двойное амплитудное ).
Достоинство такого способа построения двуполярно-го стабилизатора очевидно - возможность применения однотипных элементов для обоих плеч. Недостаток заключается в том, что источники входного переменного напряжения в этом случае не должны иметь общей точ-ки, иными словами необходимы две изолированные одна от другой вторичные обмотки на сетевом трансформа-торе, два отдельных выпрямителя и четырехпроводное стабилизатора с выпрямителями.
Для того чтобы сократить соединительных про-водов до трех, необходимо регулирующий элемент (тран-зисторы V 4, V 5) нижнего по Схеме плеча стабилизатора перенести из его плюсового в минусовой провод (верх-ний остается без изменения). Сделать это можно, применив транзисторы другой структуры: n - р - n для транзистора V 4 и р - n - р для V 5 (рис. 2, а). Выходное напряжение операционного усилителя А2 при этом будет иметь отрицательную относительно общего провода. По параметрам этот . практически не отличается от описанного выше.
Заметим, что при указанном перенесении регулирую-щего элемента можно ограничиться заменой только -ного из транзисторов, а именно V 5, если включить ре-гулирующий по схеме составного транзистора (рис. 2, б) - при этом мощные регулирующие транзи-сторы в обоих плечах стабилизатора (VI и V 4 по рис. 2, а) остаются одинаковыми. Коэффициент стабилизации при таком видоизменении регулирующего элемента практически остается прежним (около 4000), но выход-ное сопротивление нижнего плеча может увеличиться, так как при переходе к составному регулирующему транзистору теряется преимущество, свойственное соче-танию в регулирующем элементе двух транзисторов Разной структуры (подробнее об этом см. в «Радио», 1975, № 12, с. 51). При экспериментальной проверке рассматриваемых стабилизаторов было зафиксировано, на-пример, увеличение выходного сопротивления в три раза.
Мощные регулирующие транзисторы одного, типа в обоих плечах двуполярного стабилизатора могут быть применены и в том случае, если по схеме составного транзистора включить регулирующий элемент верхнего схеме плеча стабилизатора (рис. 2, в), оставив в другом стабилизаторе транзисторы разной структуры.
Рис. 2. Схема стабилизатора с питанием от одного выпрямителя
Рис. 3. Схема стабилизатора с питанием ОУ от выходного напря-жения
В рассмотренных стабилизаторах ОУ питаются не-посредственно входным однополярным напряжением, но это возможно толвко в тех случаях, когда входное на-пряжение примерно равно номинальному напряжению питания ОУ. Если первое из названых напряжений пре-вышает второе, то питать ОУ можно, например, от про-стейших параметрических стабилизаторов, ограничиваю-щих входное напряжение на необходимом уровне.1 В том. случае, когда напряжение питания каждого из плеч ста-билизатора оказывается значительно меньше необходи-мого для питания ОУ,. следует перейти к его питанию двуполярным напряжением. В двуполярных стабилиза-торах это реализуется сравнительно просто.
На рис. 3 показана схема стабилизатора, выходное двуполярное напряжение которого равно напряжению питания , что позволило питать их непосредственно с выхода стабилизатора. Транзисторы V 3 и V 8 обеспечи-вают усиление выходного напряжения ОУ до необходи-мого уровня, V 4 защищает эмиттерный транзистора V 3 от обратного напряжения, которое мо-жет появляться на выходе ОУ (при его двуполярном питании), например, при переходных процессах. В том случае, когда наибольшее допустимое обратное напря-жение между эмиттером и базой транзистора превышает напряжение питания ОУ, применение такого диода яв-ляется излишним. Именно поэтому в базовой тран-зистора V 8 диод отсутствует.
Место источников образцового напряже-ния (стабилитронов V 5 и V 9) по сравнению с рассмо-тренным ранее стабилизатором (см. рис. 2, а) здесь из-менено для , чтобы сохранить отрицательный харак-тер обратной связи при наличии дополнительных усили-телей на транзисторах V 3 и V 8. была бы отрицательной и в том случае, если каждый из стабили-тронов V 5 и V 9 включить между инвертирующим входом соответствующего ОУ и общим проводом стабилизатора, но в рассматриваемом случае такое включение недопу-стимо, так как при этом будет превышено предельное синфазное напряжение, которое для ОУ К1УТ401Б (но-вое наименование К.140УД1Б) равно ±6 В.
При питании ОУ выходным напряжением следует обращать особое на надежность запуска ста-билизатора. В рассматриваемом случае такой запуск обеспечивается , что сразу после подачи входного напряжения через нагрузочные резисторы R 2 и R 9 про-текают базовые транзисторов V 2 и V 7 соответствен-но. Регулирующие элементы плеч стабилизатора при этом открываются, выходные напряжения увеличивают- , вводя устройство в рабочий режим.
Экспериментальная проверка этого стабилизатора дала следующие результаты: стабилиза-ции при изменении входного напряжения на ±10% превышает 10 000, выходное сопротивление равно 3 МОм.
Все рассмотренные выше двуполярные стабилизато-ры напряжения представляют собой сочетание двух объ-единенных общим проводом однополярных стабилизатор ров, выходные напряжения которых устанавливают не-зависимо одно от другого. При таком построении дву-полярного стабилизатора трудно обеспечить равенство напряжений его плеч как при налаживании стабилиза- , так и в условиях его эксплуатации. В ряде слу-чаев, например в преобразователях « -напряжение», к двуполярному стабилизатору предъявляются ресьма высокие требования в отношении симметричности его выходного напряжения относительно общего провода. Выполнение таких требований сравнительно просто обе-спечивается в стабилизаторе, схема которого показана на рйс. 4.
Рис. 4. стабилизатора с симметричным выходным напряжением
Здесь, верхнее по схеме ничем не отличается от верхнего плеча предыдущего стабилизатора (см. рис. 3). же плечо построено иначе. В инверти-рующий вход ОУ соединен с общим проводом, и, следо-вательно, напряжение на этом входе равно нулю. Так как дифференциальное входное напряжение ОУ незна-чительно ( единицы милливольт), то и напря-жение на неинвертирующем входе будет равно нулю. Но этот вход ОУ подключен к средней точке делителя на-пряжения R 14 R 15, включенного между крайними выво-дами стабилизатора; Благодаря этому абсолютная ве-личина напряжения UВЫХ. н на выходе нижнего плеча ста-билизатора будет определяться следующим выражением:
где Uвых. н - напряжение верхнего плеча.
При равенстве сопротивлений резисторов R 14 и R 15 выходное нижнего плеча автоматически устанавливается равным напряжению верхнего, и устрой-ство постоянно «следит» за его значением. Например, если мы с помощью подстроечного резистора R 8 увели-чим напряжение UВых. в, это приведет к увеличению на-пряжения на неинвертирующем входе ОУ А2 и, следо-вательно, на его выходе. При этом V 8 начнет закрываться, напряжение на регулирующем транзис-торе V 6 уменьшится. Выходное напряжение нижнего плеча увеличится до такого уровня, при котором напря-жение на неинвертирующем входе ОУ А2 вновь станет равным нулю, т. е. до вновь установленного уровня UВЫX. B.
Таким образом, в рассматриваемом двуполярном стабилизаторе напряжение на выходе обоих плеч -навливается одним подстроечным резистором R 8, а ра-венство абсолютных величин положительного и отрица-тельного выходных напряжений при R 14 = R 15 опреде-ляется лишь классом точности этих резисторов.
По своим качественным показателям стабилизатор не отличается от предыдущего.
Текущая страница: 1 (всего у книги 1 страниц)
Стабилизаторы напряжения и тока на ИМС
Задача создания стабильного источника питания встает всякий раз, когда необходимо обеспечить независимость параметров электронного устройства от изменений питающего напряжения. Современная аппаратура, работающая на цифровых и аналоговых микросхемах, всегда предусматривает наличие стабилизаторов напряжения и тока, как правило, нескольких. С распространением интегральных операционных усилителей (ОУ) появилась возможность решить эту задачу просто и эффективно с точностью регулировки и стабильности в диапазоне 0,01…0,5 %, причем ОУ легко встраивать в традиционные стабилизаторы напряжения и тока.
Простейший стабилизатор напряжения представляет собой усилитель постоянного тока, на вход которого подано постоянное напряжение стабилитрона или часть его. Нагрузочная способность такого стабилизатора определяется силой максимального выходного тока ОУ.
Следящие стабилизаторы, как известно, работают на принципе сравнения опорного и выходного напряжений, усиления их разности и управления электропроводностью регулирующего транзистора.
Стабилизатор по схеме рис. 1 выдает напряжение U вых большее, чем опорное напряжение стабилитрона V D1, а стабилизатор по схеме рис. 2 – меньшее.
Рис. 1. Стабилизатор с делителем выходного напряжения
Рис. 2. Стабилизатор с делителем опорного напряжения
Стабилизаторы питаются от одного источника. С помощью эмиттерного повторителя V T2 увеличивают ток нагрузки, в нашем примере – до 100 мА, но можно и более с составным повторителем на мощном транзисторе. Транзистор V T1 защищает выходной транзистор V T2 от перегрузок по току, причем датчиком тока служит резистор R8 небольшого сопротивления, включенный в цепь эмиттера транзистора V T2. Когда падение напряжения на нем превысит Uб–э=0,6 В, откроется транзистор V T1 и зашунтирует эмиттерный переход транзистора V T2. При токах нагрузки до 10… 15 мА резисторы R7, R8 и транзисторы V T1, VT2 можно не ставить. Отметим, что в стабилизаторах по схемам рис. 1 и 2 входное напряжение не должно превышать максимально допустимой для ОУ суммы напряжений питания.
Если проектируемый источник питания имеет выходное напряжение, не меньшее чем сумма минимально допустимых напряжений питания для имеющегося ОУ, то его лучше включить в стабилизатор таким образом, чтобы усилитель питался стабилизированным напряжением. Схема подобного стабилизатора приведена на рис. 3.
Рис. 3. Улучшенный стабилизатор напряжения:
a – принципиальная схема, б – нагрузочная характеристика
Здесь дополнительно включены несколько элементов, улучшающих работу стабилизатора напряжения. Потенциал выхода О У DA1 смещен в сторону положительного напряжения с помощью стабилитрона V D3 и транзистора V T1. Выходной эммитерный повторитель – составной (VT2, VT3), а к базе защитного транзистора V T4 подключен делитель R4R5, что позволяет создать «падающую» характеристику ограничения тока перегрузки. Ток короткого замыкания не превышает 0,3 А, хотя нормальный рабочий ток составляет 0,5 А. Термоком–пенсированный источник опорного напряжения выполнен на микросхеме К101КТ1А (DA2). Выходное напряжение стабилизатора, равное +15 В, изменяется всего на 0,0002 % при изменении входного напряжения в пределах 19…30 В; при изменении тока нагрузки от нуля до номинального выходное напряжение падает лишь на 0,001 %. В этом стабилизаторе подавление пульсаций входного напряжения частотой 100 Гц составляет 120 дБ. К достоинствам стабилизатора следует отнести также и то, что в отсутствии нагрузки потребляемый ток составляет около 10 мА. При скачкообразном изменении тока нагрузки выходное напряжение устанавливается с погрешностью 0,1 % за время не более 5 мкс.
Практически нулевые пульсации напряжения на выходе может обеспечить стабилизатор по схеме рис. 4.
Рис. 4. Источник питания с компенсированными пульсациями
Если движок переменного резистора R1 находится в верхнем (по схеме) положении, амплитуда пульсаций максимальна. По мере перемещения движка вниз амплитуда будет уменьшаться, так как напряжение пульсаций, поданное на инвертирующий вход ОУ через конденсатор С2, в противофазе складывается с выходным напряжением пульсаций. Примерно в среднем положении движка резистора R1 пульсации будут компенсированы.
Стабилизаторы по приведенным выше схемам рассчитаны на положительное выходное напряжение. Чтобы получить отрицательное, надо в качестве повторителя применить р–n–р транзистор, а также заземлить положительную шину питания ОУ. Но можно поступить по–другому, если в аппаратуре требуются стабилизированные напряжения разной полярности. На рис. 5 приведены две упрощенные схемы соединения стабилизаторов для получения выходных напряжений разного знака.
Рис. 5. Схема образования двуполярного стабилизированного напряжения:
а – на разнополярных стабилизаторах, б - на одинаковых стабилизаторах
В первом случае входная и выходная цепи имеют общую шину. Пусть, например, имеются только положительные стабилизаторы. Тогда в стабилизаторе по второй схеме их можно применить, если оба канала по входным цепям гальванически развязаны, чтобы можно было заземлять положительный полюс нижнего (по схеме) стабилизатора. Источником опорного напряжения для одного из каналов служит стабилитрон, а для второго – выходное напряжение первого стабилизатора. Для этого необходимо включить делитель из двух резисторов между выводами +U СT и – U CT стабилизаторов и подвести напряжение средней точки делителя к неинвертирующему входу ОУ второго стабилизатора, заземлив инвертирующий вход ОУ. Тогда выходные напряжения двух стабилизаторов (несимметричные в общем случае) связаны и регулирование напряжений осуществляется одним переменным резистором.
Если для питания устройства используется одна батарея, а необходимы два питающих напряжения с заземленной средней точкой, тр можно применить активный делитель на ОУ с повторителями для увеличения нагрузочной способности (рис. 6).
Рис. 6. Преобразование однополярного напряжения в симметричное двуполярное
Если R1 = R2, то равны и выходные напряжения относительно заземленной средней точки. Через выходные транзисторы V T1 и V T2 протекают полные токи нагрузки, а падения напряжения на участках коллектор – эмиттер равны половине входного напряжения. Зто надо иметь в виду при выборе радиаторов охлаждения.
Ключевые стабилизаторы напряжения зарекомендовали себя наилучшим образом с точки зрения экономичности, так как КПД таких устройств всегда высокий. Несмотря на их сложность по сравнению с линейными стабилизаторами-, только за счет уменьшения размеров теплоотводящего радиатора проходного транзистора ключевой стабилизатор позволяет уменьшить габариты регулируемого мощного источника питания в два–три раза. Недостаток ключевых стабилизаторов заключается в повышенном уровне помех. Однако рациональное конструирование, когда весь блок выполнен в виде экранированного модуля с расположенной непосредственно на теплоотводе мощного транзистора платой управления, позволяет свести помехи к минимуму. Устранить «пролезание» высокочастотных помех в не–стабилизиоованный источник первичного питания и нагрузку можно путем включения последовательно радиочастотных дросселей, рассчитанных на постоянный точ 1…3 А. Имея в виду эти замечания, подготовленный радиолюбитель может браться за создание ключевых стабилизаторов напряжения, в которых с успехом работают интегральные компараторы.
Для примера приведём описание релейного стабилизатора на базе микросхемы К554СА2 (рис. 7).
Рис. 7. Релейный стабилизатор с регулированием выходного напряжения
В нем компаратор DA1 работает от источников напряжением + 12 и – G В. Эта комбинация образована подключением вывода 11 положительного питания DA1 к эмиттеру транзистора V TI (+18 В), вывода 2 – к стабилитрону V D6 (примерк +6 В), вывода 6 отрицательного питания – к нулевому потенциалу общей шины. Опорное напряжение стабилизатора формируется диодами V D3 – VD5, оно равно +4,5 В. Это напряжение подается ка неинвертирующий вход компаратора DA1, включенного по схеме детектора уровня с гистерезисной характеристикой из-за положительной обратной связи по цепи R5, R3. Цепь отрицательной обратной связи замыкается через усилительный транзистор V T2, ключевой элемент на транзисторах V T3, VT4 и фильтр L 1C7. Глубину отрицательной обратной связи по выходному напряжению регулируют переменным резистором R4, в результате оно изменяется в пределах 4…20 В при минимальном входном нестабилизированном напряжении +23 В и максимальном – до +60 В с применением элементов, рассчитанных на такое напряжение. В то же время переменная составляющая выходного напряжения (пульсации) проходит без ослабления через конденсатор С4, поэтому регулирование выходного напряжения не приводит к пропорциональному изменению пульсаций.
Данный стабилизатор напряжения относится к числу автогенерирующих, когда в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки, разряжающего накопительный конденсатор С7, автоматически меняется как период автоколебаний, так и время включенного состояния транзисторов V T3, VT4. Усилитель управления на компараторе DA1 и транзисторе V T2 открывает ключевой элемент в тот момент, когда потенциал инвертирующего входа станет немного меньше, чем потенциал неин–вертирующего (опорного) входа. В этот момент напряжение на нагрузке падает несколько ниже заданного Уровня стабилизации, т. е. пульсирует. После включения транзисторов V T3, VT4 ток через дроссель L 1 нарастает, его индуктивность и конденсатор С7 запасают энергию, так что потенциал инвертирующего входа повышается. Благодаря действию усилителя управления ключевой элемент закрывается. Затем фильтр L 1C7 отдает некоторую часть запасенной энергии в нагрузку, причем полярность напряжения на дросселе L 1 изменяется и цепь питания замыкается через диод V D7. Как только напряжение на конденсаторе С7 станет ниже опорного на величину гистерезиса, вновь включаются транзисторы V T3, VT4. Далее циклы повторяются.
Скорость этих процессов определяется номиналами дросселя L 1, конденсатора С7 и нагрузкой. Оценку частоты можно произвести по формуле
где АU – амплитуда пульсаций выходного напряжения.
Очевидно, что изменение частоты автоколебаний релейного стабилизатора можно значительно уменьшить, если увеличить разность между входным и выходным напряжениями. Частота автоколебаний, когда стабилизатор работает с лучшим КПД, составляет 10…40 кГц.
Особое внимание следует обратить на выбор материала сердечника дросселя и типа демпфирующего диода V D7.
Наилучший материал тороидального сердечника без зазора – прессованный порошкообразный пермаллой марок МП160-1, МП140-1, МП140-3. При выборе параметров дросселя следует обеспечить условие непрерывности тока, когда время полной разрядки дросселя через диод V D7 на конденсатор С7 и нагрузку больше, чем время закрытого состояния ключевого элемента. Необходимо выполнение следующего неравенства;
где I нагр – минимальное значение силы тока нагрузки.
Можно также применить дроссели фильтров промышленного изготовления, например из серий Д8, Д5 – плоские и др., среди которых выбирают типономинал с требуемой индуктивностью, рассчитанной на ток под–магничивания не менее ожидаемого максимального тока нагрузки и пригодный к использованию на частотах до 50 кГц.
Диод V D7 должен быть обязательно быстродействующим с большим допустимым импульсным током, не менее удвоенного значения тока нагрузки. В стабилизаторе по схеме на рис. 7, где ток нагрузки 2 А, возможна замена его на диоды КД212Б, КД217А и некоторые другие.
Кроме того, необходимо выбрать высококачественный оксидно–полупроводниковый конденсатор С7 с двойным запасом по емкости относительно расчетной величины и по номинальному напряжению, желательно из ряда К53 или танталовый типов К52-7А, К52-9, К52-10. Можно применить бумажные конденсаторы, но габариты стабилизатора тогда увеличатся.
Как известно, емкость электролитических конденсаторов с ростом частоты уменьшается, а потери в них возрастают. Ориентировочно для танталовых конденсаторов типа ЭТО емкость на частоте 20 кГц уменьшается в 10 раз, а для оксидно–полупроводниковых-= на 30… 40 % по сравнению со значением емкости на частоте 50 Гц. Поэтому и приходится выбирать емкость конденсатора С7 с запасом, а также ограничивать частоту автоколебаний до 20 кГц. Это – оптимальная величина. Фильтрующие конденсаторы малой емкости объединяют параллельно в батарею, которую дополнительно шунтируют керамическим конденсатором С9 емкостью не менее 1,5…2,2 мкФ. Если такой возможности нет, можно увеличить ДU, а к выходу подключить дополнительный фильтр с малым омическим сопротивлением, чтобы на нем не создавать заметного падения напряжения при изменениях тока нагрузки.
Несоблюдение этих рекомендаций обычно приводит к тому, что на низкокачественных дросселе, диоде и конденсаторе фильтра выделяется чрезмерная мощность, падает КПД стабилизатора и возрастают пульсации отфильтрованного напряжения. Разумеется, что транзисторы ключевого элемента также необходимо выбирать высокочастотными и достаточной мощности.
Приведенная на рис. 7 схема релейного стабилизатора может быть дополнительно снабжена устройством защиты от превышения тока нагрузки в режиме короткого замыкания. Амплитуда пульсаций выходного напряжения при определенных условиях может быть уменьшена путем подключения ключевого элемента к части обмотки дросселя L 1, а диода V D7 - ко всей его обмотке. При этом напряжении коллектор – эмиттер транзистора V T4 становится меньше, а обратное напряжение на диоде V D7 – больше.
Большая потребность в стабилизаторах для питания аппаратуру привела к тому, что были разработаны и внедрены специальные линейные микросхемы – стабилизаторы напряжения. В интегральном исполнении преобладают последовательные регуляторы с непрерывным пли импульсным режимом управления. Стабилизаторы строятся как для положительных, так и для отрицательных напряжений питания. Выходное напряжение может быть регулируемым или фиксированным, например +5 В для питания блоков с цифровыми ТТЛ–микросхемами или ± 15 В для аналоговых микросхем. Микросхемам с большими токами нагрузки необходимы радиаторы охлаждения. Это не вызывает конструктивных трудностей, так как микросхемы размещены в таких же корпусах, как и мощные транзисторы.
Перечень микросхем приведен в таблице.
Из выпускаемых интегральных стабилизаторов наиболее распространены относящиеся к категории регулируемых стабилизаторов КРН2ЕН1 и КР142ЕН2. Для этих микросхем с различными буквенными индексами характерны следующие параметры:
коэффициент нестабильности по входному напряжению 0,1.. 0,5% коэффициент нестабильности по току нагрузки 0,2… 1 %
В микросхеме стабилизатора КР142ЕН1.2 нашли воплощение те принципы, которые мы рассмотрели на примере стабилизаторов по схемам на рис. 1, 2 и 3. Подключение стабилизатора КР142ЕН1 показано на рис. 8.
Рис. 8. Основная схема включения регулятора КР142ЕН1
Опорное напряжение на выводе 5 микросхемы составляет около 2 В, причем делитель напряжения, снимаемого с опорного стабилитрона, введен в состав микросхемы. Благодаря этому при построении стабилизаторов с выходными напряжениями от 3 до 30 В применяют одну и ту же схему включения с внешним делителем выходного напряжения. Дополнительно отметим, что у микросхемы КР142ЕН1.2 имеются свободные выводы не только инвертирующего (вывод 3), но и неинвертирующего (вывод 4) входов усилителя, что упрощает стабилизатор отрица тельного напряжения с этой ИМС. В этом заключается основное отличие микросхемы КРН2ЕШ,2 от микросхемы 142ЕН1.2 более раннего выпуска.
Внешний транзистор V T1 – это эмиттерный повторитель для увеличения тока нагрузки до 1…2 А. Если требуется ток не более 50 мА, то транзистор следует исключить, используя вывод 8 микросхемы вместо эмиттерного вывода транзистора V T1.
В составе микросхемы имеется транзистор, защищающий выходной каскад от перегрузки по току. Токо–ограничительное сопротивление резистора R4 выбирают из расчета падения напряжения на нем 0,66 В при протекании аварийного тока. Без змиттерного повторителя V T1 следует установить резистор R4 сопротивлением 10 Ом.
Чтобы создать «падающую» характеристику ограничения тока перегрузки, подключают делитель R2R3 и производят расчет по следующим зависимостям:
Пример, I макс = 0,6 А (задано); I К3 – 0,2 А (выбираем не менее 1 /з I макс); U бЭ =0,66 В; U вых =12 В (задано); а = 0,11 (по расчету); R3 = 10 кОм (типичное значение); R2 = 1,24 кОи; R4 = 3,7 Ом.
В микросхеме дополнительно имеется вывод 14 для Управления стабилизатором. Если подать на этот вход единичный ТТЛ–уровень + (2,5…5) В, то выходное напряжение стабилизатора упадет до нуля. Чтобы обратный ток при наличии емкостной нагрузки не разрушил выходной транзистор, установлен диод V D1.
Конденсатор С1 емкостью 3,3…10 мк подавляет шум стабилитрона, однако установка его не является необходимой. Конденсатор С2 (емкостью до 0,1 мк) – элемент частотной коррекции; допустимо вместо него соединить вывод 13 с «земляным» проводом через последовательную RС–цепь 360 Ом (максимум) и 560 пФ (минимум).
На базе микросхем КР142ЕШ.2 (рис. 8) можно создавать стабилизаторы отрицательных напряжений (рис. 9).
Рис 9. Стабилизация отрицательного напряжения
При этом стабилитрон V D1 смещает уровень напряжения на выводе 8 относительно входного напряжения. Базовый ток транзистора V T1 не должен превышать максимально допустимого тока стабилитрона, иначе следует применить составной транзистор.
Широкие возможности микросхем КР142ЕН1,2 позволяют создавать на их основе релейные стабилизаторы напряжения, пример которых дан на рис. 10.
Рис. 10. Релейный стабилизатор напряжения
В таком стабилизаторе опорное напряжение, как и в стабилизаторе по схеме рис. 8, установлено делителем R4R5, а амплитуда пульсаций выходного напряжения на нагрузке задается вспомогательным делителем R2R3 и равна &U=U B x-R4IR3. Частота автоколебаний определяется из тех же соображений, что и для стабилизатора по схеме на рис. 7. Следует лишь иметь в виду, что ток нагрузки не может изменяться в широких пределах, обычно не более чем в два раза от номинального значения. Преимуществом релейных стабилизаторов является высокий КПД.
Необходимо рассмотреть еще один класс стабилизаторов – стабилизаторов тока, преобразующих напряжение в ток независимо от изменения сопротивления нагрузки. Из таких стабилизаторов, позволяющих заземлять нагрузку, отметим стабилизатор по схеме на рис. 11.
Рис. 11. Стабилизатор тока на ОУ
Ток нагрузки стабилизатора I u =U B-x .lRl. Интересно, что если напряжение U BX подавать на инвертирующий вход, то изменится только направление тока без изменения его значения.
Более мощные источники тока предусматривают подключение к ОУ усилительных транзисторов. На рис. 12 дана схема источника тока, а на рис. 13 – схема приемника тока.
Рис. 12. Прецизионная схема источника тока; входное напряжение – отрицательное
Рис 13. Схема прецизионного отвода тока; входное напряжение – положительное
В обоих устройствах сила тока определяется расчетом так же, как и в предыдущем варианте стабилизатора. Этот ток тем точнее зависит лишь от напряжения U вх и номинала резистора R1, чем меньше входной ток ОУ и чем меньше ток управления первого (после ОУ) транзистора, который выбран поэтому полевым. Ток нагрузки может достигать 100 мА.
Схема простого мощного источника тока для зарядного устройства показана на рис. 14.
Рис. 14. Источник тока высокой мощности
Здесь R4 – токоизмерительный проволочный резистор. Номинальное значение тока нагрузки I н =ДU/R4 = 5 А устанавливается. примерно при среднем положении движка резистора R1. При зарядке автомобильной аккумуляторной батареи напряжение U вх >18 В без учета пульсаций выпрямленного переменного напряжения. В таком устройстве следует применять ОУ с диапазоном входного напряжения вплоть до напряжения положительного питания. Такими возможностями обладают ОУ К553УД2, К153УД2, К153УД6, а также КР140УД18.
Литература
Бокуняев А. А. Релейные стабилизаторы постоянного напряжения – М: Энергия, 1978, 88 с.
Рутксвски Дж. Интегральные операционные усилители. – М.: Мир, 1978, 323 с.
Xоролац П, Хилл У. Искусство схемотехники, т. 1. – М.; Мир, – 1986, 598 с.
Спенсер Р Недорогой источник питания с нулевыми пульсациями. – Электроника, 1973, № 23, с 62.
Шило В. Л Линейные интегральные схемы. – М. Cов. Радио, 1979, 368 с.
Импульсные стабилизатора напряжения обладают высоким к.п.д. и малыми габаритами, поэтому они нашли широкое применение в современных источниках вторичного питания. Принципиальная схема импульсного стабилизатора напряжения последовательного типа на операционном усилителе приведена на рис. 4.19.
Рис. 19. Принципиальная схема импульсного стабилизатора напряжения последовательного типа на операционном усилителе
Схема измерительной цепи аналогична рис. 4. 17, но на операционном усилителе собран не усилитель, а компаратор с петлеобразной релейной характеристикой. Положительная обратная связь, создающая петлеобразную характеристику, осуществляется резистором R6, ширина петли определяется отношением сопротивлений резисторов R5 и R6. Сопротивление резистора R6 много больше сопротивления резистора R5, а ширина петли составляет несколько милливольт. Условно, статическая характеристика компаратора относительно напряжения делителя показана на рис. 4.20.
Рис. 4. 20. Статическая характеристика компаратора
Если напряжение превышает верхний порог U П2 , то напряжение компаратора минимальное, стабилитрон VD2 закрыт, транзисторы VT2 и VT1 закрыты, выходное напряжение с течением времени уменьшается. Если напряжение меньше нижнего порога U П1 , то напряжение компаратора максимальное, стабилитрон VD2 пробит, транзисторы VT2 и VT1 открыты, выходное напряжение с течением времени увеличивается. Возникают автоколебания напряжения U 2 относительно значения . Так как петля компаратора очень узкая, то отклонения напряжения U 2 считаются допустимыми. На рис. 4. 21 приведены временные диаграммы изменения напряжений КСН для двух значений входного напряжения.
Рис. 4. 21. Временные диаграммы напряжений импульсного КСН
Уменьшение напряжения U 1 привело к увеличению длительности импульса в напряжении U К (4.увеличению времени открытого состояния транзистора VT1) и уменьшению длительности паузы. Изменился и период следования импульсов. Диапазон изменения напряжения U 2 превышает зону, ограниченную пороговыми значениями, из-за колебательных процессов в LC-фильтре.
Наличие автоколебаний выходного напряжения является недостатком импульсных стабилизаторов напряжения, но это практически не сказывается на работе потребителей, питаемых от стабилизатора, а преимущества импульсного регулирования существенны. Следует отметить, что, так как транзисторы VT1 и VT2 разной проводимости, то возникает необходимость в запускающей цепи VD4, R9, которая работает, так же как и в схеме последовательного КСН на транзисторах разной проводимости.